１引言
磁性天线与电天线相比具有体积小、灵敏度高和抗干扰能力强的优点，使得其在无线电信号接收中得到越来越多的应用。但磁性天线的方向图是一个“８”字形，接收信号时存在明显盲区。因此在实际使用中，通常采用两根磁性天线，方向上互相垂直放置，再通过相应的信号合成电路来达到全方向上的接收［２～３］。使用模拟电路进行方向图合成，电路相对简单，但是存在调试复杂，移相精度不高等缺点。而数字信号方向合成电路规模小，数字移相精度高。蔡樱等提出用时延的方式使信号移相９０°，从而实现甚低频水下全向数字接收。而本文提出应用希尔伯特滤波器在未知信号载波频率的条件，实现对任意载波频率的信号进行９０°的相位，最终通过软件来完成天线全向接收功能。
２全向磁性天线的方向图合成原理
全向磁性天线基本原理如图１所示。假设θ为来波方向与天线１的轴向夹角，天线的接收频率为ω的信号。从天线１接收来的信号为Ｕｃｓｉｎθｓｉｎωｔ，从天线２接收来的信号为Ｕｃｃｏｓθｓｉｎωｔ。可以看出，无论来波为哪个方向，则其中至少有一根天线可接收到信号，从而避免天线轴向的接收出现盲区。从两根天线来的信号进入方向图合成电路，把方向图相互正交的“８”字形信号进行合成，输出一路合成信号。这路合成信号是方向图为圆形的信号。希尔伯特滤波器可以提供９０°的相位变化而不影响频谱分量的幅度［４］。设离散时间信号ｘ（ｎ）其希尔伯特变换为＾ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＊ｈ（ｎ）。单位抽样响应ｈ（ｎ）为ｈ（ｎ）＝０ｎ为偶数２ｎπｎ烅烄烆为奇数（１）其频率响应为Ｈ（ｅｊω）＝－ｊ０＜ω＜πｊ－π＜ω＜｛０（２）则离散信号ｘ（ｎ）的离散希尔伯特变换可以表示为＾ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＊ｈ（ｎ）＝２π∑∞ｍ＝－∞ｘ（ｎ－２ｍ－１）２ｍ＋１（３）但要注意的是，利用ＦＩＲ滤波器实现希尔伯特变换将会使输出信号延迟Ｎ／２（Ｎ为滤波器系数长度），因此利用延时器使两路信号同步
３Ｍａｔｌａｂ辅助设计与仿真
用Ｍａｔｌａｂ中的ＦＤＡｔｏｏｌ可以快速、有效地设计希尔伯特宽带滤波器，要求采样频率为４００ＫＨｚ，通频带为１０ＫＨｚ～１９０ＫＨｚ，滤波阶数为６０，图２为滤波器抽头系数。图３为滤波器幅频特性。可以看出希尔伯特为全通滤波器，过渡带陡峭。如图４所示，利用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ工具对信号进行合成仿真。频率为５０ｋＨｚ，幅度分别为５和１０的信号作为输入信号，验证对应的数据点是否满足相位相差９０°。仿真结果如图５所示，信号１为幅度为５，频率为５０ｋＨｚ的正弦波经过希尔伯特滤波器的输出，信号２为幅度１０，频率为５０ｋＨｚ的正弦波经过３０个单位延时输出，经比较可发现信号１可以准确的移相９０°，第三个波形为两组信号相加的结果，即接收的是全向信号。
４基于ＦＰＧＡ的方向图合成功能实现
ＦＰＧＡ选用ＡＬＴＥＲＡ公司ＣｙｃｌｏｎｅＩＩ系列ＥＰ２Ｃ７０Ｆ６７２Ｃ８芯片，门数资源非常丰富，可满足目前绝大多数的信号处理硬件编程和控制能力。本设计采用ＱｕａｒｔｕｓⅡ软件平台下的ＶＨＤＬ硬件描述语言进行软件编程，并通过ｑｕａｒｔｕｓⅡ完成硬件的下载，测试，利用ＳｉｇｎａｌＴａｐⅡＬｏｇｉｃＡｎａｌｙ－ｚｅｒ观察硬件输出波形。
４．１时钟分频模块
由于开发板自带１０ＭＨｚ晶振，为了得到４００ＫＨｚ的时钟信号，需要进行分频。分频原理及分频系数的设定：通过锁相环由１０ＭＨｚ晶振产生２０ＭＨｚ时钟，再由２０ＭＨｚ分频得到４００ｋＨｚ。２０ＭＨｚ与４００ｋＨｚ相差５０倍，５０／２＝２５，设定分频变量为０～２４即ＶＡＲＩＡＢＬＥｃｎｔ：ＩＮＴＥＧＥＲＲＡＮＧＥ０ＴＯ２４［５］。
４．２信号发生器模块
数控振荡器ＮＣＯＩＰｃｏｒｅ具有附加的相位、频率调制功能，满足各种数字信号处理的需要，利用ＮＣＯ设计采样率为１０ＭＨｚ、频率为５０ｋＨｚ的正弦波数字信号，经过４００ＫＨｚ的低速Ａ／Ｄ采样转换成数字信号送入希尔伯特滤波器，另一路信号同样经过低速率Ａ／Ｄ采样和３０个时钟周期的延时模块。
４．３宽带移相滤模块
利用数字信号处理ＩＰ（Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌｐｒｏｐｅｒｔｙ）Ｃｏｒｅ设计滤波器，由于ＦＤＡｔｏｏｌ计算出的值是一个有符号小数，而在ＦＩＲＩＰＣｏｒｅ滤波器模型需要一个整数（有符号整数类型）作为滤波器系数［６］，所以必须进行量化。把ｍａｔｌａｂ生成的滤波器系数经过量化后导入ＦＩＲＩＰＣｏｒｅ，量化后的滤波器系数如图６所示。
４．４采用ＦＰＧＡ的实现方案
图７所示为ＮＣＯ产生的正弦波进入数字信号合成器。图８为全向天线数字信号合成原理图。它由１４位４００ＫＨｚ低速Ａ／Ｄ采样寄存器，锁相环，分频器，延时器，希尔伯特滤波器，１４位加法器，１４位４００ＫＨｚ低速Ｄ／Ａ采样寄存器七个模块组成。在ＱｕａｒｔｕｓⅡ中，用ＳｉｇｎａｌＴａｐⅡＬｏｇｉｃＡｎａ－ｌｙｚｅｒ观察希尔伯特滤波器移相情况。如图９所示，第一路为ＮＣＯ产生的采样率１０ＭＨｚ，频率为５０ＫＨｚ的正弦信号。第二路为信号经过４００ＫＨｚ低速Ａ／Ｄ采样的输出并送入希尔伯特滤波器前的波形。第三路为数字信号经过希尔伯特滤波器移相输出后的波形。可以明显看出信号二和信号三发生９０°的相位变化而频率没有改变。图１０为经过移相和延时的两路信号经过１４位加法器的输出情况。第二路与第三路信号相加得到第一路信号。图７ＦＰＧＡ仿真原理由于滤波器通带范围为１０ＫＨｚ～１９０ＫＨｚ，用ＦＤＡｔｏｏｌ设计希尔伯特滤波器采样率必须为滤波器截止频率和通带频率之和的２倍，即４００ＫＨｚ。而Ａ／Ｄ采样速率要与滤波器采样速率相等。与频率为５０ＫＨｚ的信号相比，虽然４００ＫＨｚ的采样率较低，但采样之后的数字信号可以完整地保留原始信号中的信息。输出的数字信号经过４００ＫＨｚ时钟的Ｄ／Ａ可以恢复出原始信号。
５结语
实践证明使用ＦＤＡｔｏｏｌ设计滤波器，并在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下仿真，利用现成的ＩＰＣｏｒｅ资源在ＦＰＧＡ器件上实现，提高了ＦＩＲ滤波器的设计质量，加快了设计进度，验证结果直观明了。但如果天线信号小到微伏级别，目前还没有如此灵敏的Ａ／Ｄ转换器可以直接抽样而数字化，所以部分模拟处理必须保留［７～８］。针对所提出的数字宽带全向天线合成原理，应用Ｍａｔｌａｂ和ＦＰＧＡ仿真技术，可以实现两路频率在１０ＫＨｚ～１９０ＫＨｚ宽带信号数字移向并相加。通过改变ＦＩＲ滤波器的阶数和滤波器系数，可以灵活设计实现不同频带宽度的磁性天线信号合成，可移植性较好。随着各类数字信号处理的ＩＰＣｏｒｅｓ的进一步完善，基于ＦＰＧＡ系统的应用会更加广泛。
作者：周思同 王永斌 李亮 单位：海军工程大学电子工程学院
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