第一篇
1基本电路实现
1.1三角波产生电路三角波信号发生器产生标准调制三角波信号，它的频率即调制脉宽的频率。运算放大器构成的三角波发生器是目前PWM系统中应用中使用最为广泛的一种基础脉冲频率发生方法，其电路原理如图2所示。当运算放大器U1c输出为低电平时，则加到U1B的反相端的电压为负电压，此时积分器对输入端的电压积分，其输出的电压为一线性增长的电压。在t=0时刻，输出端电压为U-，所以积分电压是从U-开始。当输出电压达到U+时，比较器翻转，输出高电平UZ。此时加到积分器上的电压为正，积分器反向积分，输出一个从U+线性下降的电压。当输出电压下降到U-时，比较器又输出低电平。上述过程周而复始，便形成自激振荡，产生一个基础频率的三角波信号，其波形如图2中三角波所示。如图2中，当运算放大器采用双极性驱动，当输入控制信号为0V时，则输出的三角波信号的占空比为50%。但是由于两个稳压管的稳压值很难保证稳压数值完全一致，这样就造成了三角波的幅值上下不对称。为了避免上述问题，设计了偏置电路，来消除由于稳压管稳压值不同造成的输出偏移，偏置电路的实现如图3所示，通过调节滑阻P1的阻值，产生一个偏置电压，经过电压跟随器，将偏置电压叠加到三角波电路上，达到调节零点中心对称，输出标准三角波的设计要求。1.2双门限迟滞比较电路脉宽调制的实现的核心是双门限迟滞比较器，其电路原理如图4所示，运算放大器的U3A、U3D工作在比较器状态，控制器的D/A控制信号和标准三角波信号分别由D/A端和ANGLE端输入，实现线性叠加。叠加后的信号同时输入到U3A的反相端和U3D的同向端，故两个比较器输出Va和Vb为反相位的调制脉冲，经驱动电路去控制功率转换电路。比较器U3A、U3D的门限电压UA和UD由电阻R18、R33、R37和构成的分压器提供。若取R18=R37，则适当地选取R33可以对称改变门限电压宽度ΔU=UA-UD，从而调解了延迟时间。双门限迟滞比较器的工作原理如图5所示。当做为控制信号的D/A输出电压Ui=0时，如图5（c）所示，则其与三角波叠加后的输出电压Ux为一个上下对称的三角波，叠加后的电压Ux输入到比较器电路中，当输出电压Ux大于上门限电压UA时，比较器U3A的输出Va为高，比较器U3D的输出Vb为低；当输出电压Ux小于下门限电压UB时，比较器U3A的输入Va为低，比较器U3D的输出Vb为高；当UA≤Ux≤UB时，U3A和U3D的输出均为低电平，使所有用于电机控制的场效应管均截止，可以有效地避免产生场效应管同侧直通，而有效地避免电源短路、电机失控的状态发生。由于Ux是一个正、负等宽的三角波。在这种情况下，Va和Vb的占空比相同，场效应管1、3的导通时间与2、4的导通时间相等，加在电机电枢两端的直流电压分量为零，电动机不转。但是在交流分量的作用下，电动机在停止位置处微振，起到动力润滑的作用，可减小电动机启动时的静摩擦，减小启动电压，对于伺服系统来说，即减小了系统的死区。当D/A输出电压Ui>0时，则其与三角波叠加后的输出电压Ux为有正向偏置的三角波，如图5(a)所示。显然，由于正向电压偏置的作用，输出电压大于上门限电压，即Ux>UA的时段变长，而Ux<UB的时段变短，UA≤Ux≤UB时段保持恒定，因而输出电压Va的正脉冲变宽，负脉冲变窄；输出电压Vb输出的正脉冲变窄，负脉冲变宽。场效应管正向导通时间大于反向导通时间，电机两端的直流电压分量为正，电动机正方向转动。D/A电压输出越大，场效应管的正向导通时间越长，反向导通时间越短，最大可达到饱和值，电机两端正向导通常开，反向导通常闭，驱动电路输出最高电压，电机正方向的转速达到峰值。当D/A输出电压Ui<0时，与Ui>0时的效果正相反，如图5(b)所示，这时输出电压Ux为有反向偏置的三角波，由于反向电压偏置的作用，输出电压小于下门限电压，即Ux>UA的时段变短，而Ux<UB的时段变长，UA≤Ux≤UB时段保持恒定，而输出电压Va的正脉冲变窄，负脉冲变宽；输出电压Vb输出的正脉冲变宽，负脉冲变窄。场效应管正向导通时间小于反向导通时间，电机两端的直流电压分量为负，电动机反方向转动。1.3光耦隔离电路为了保证电机控制电路的操作安全，将控制电压信号电路和功率电路进行隔离，在设计电路中采用光电耦合器隔离的方案，从而使数字控制系统的高频低压信号和功率电路的高压低频信号在电气上实现隔离，有效地避免了互相之间的串扰。其电路原理如图6所示，控制信号Va和Vb经光电耦合器4N25隔离后，由隔离电路功率输出端输出控制电压Voa和Vob，用于驱动场效应管电机控制电路。3.4场效应管驱动电路的设计功率场效应管简称MOSFET，它是一种单极性的电压控制器件，不但有自关断能力，而且具有驱动功率小，工作速度高、无二次击穿问题，恢复速度快，安全工作区域宽的特点。它用于脉宽控制电路十分方便，由光电耦合器输出的控制电压Voa和Vob作用在其栅极上，只要10V左右的偏压就可以使器件导通。它的输入阻抗高达109Ω，因而所需控制功率很小。而场效应管的通过电流很大，在导通状态下，其通过的峰值电流可以达到10A以上，导通电阻仅为0.01-0.09Ω,对于大多数力矩电机而言，这样的导通电阻和导通电流用于电枢电流控制都是非常适用的，场效应管的驱动电路见图7所示。场效应管驱动电路的核心是两个P沟道场效应管和两个N沟道场效应管。由光电耦合电路输出的高低电平交替的矩形驱动电压Voa和Vob作用在这个功率驱动电路上。由双门限迟滞比较电路原理分析可知，此时输出到驱动电路上的电压Voa和Vob刚好是互为反相的驱动电压，而通过在电机电枢的同侧设置相反极性的P型和N型场效应管，使用互为反相的矩形驱动电压Voa和Vob来控制场效应，从而在一个周期的矩形驱动电压加载时，在正向电压作用下，使处于对角方位的场效应管N1和N4导通的同时，使另一对处于对角位置的场效应管N2和N3同时截止，电机驱动电流经DJ1沿正方向流向DL2，力矩电机上产生正向旋转力矩；在同一个周期的反向电压作用下，场效应管N1和N4同时截止的同时，使另一对处于对角位置的场效应管N2和N3同时导通，电机驱动电流经DJ2沿反方向流向DL1，力矩电机上产生反向旋转力矩。在高频脉宽驱动电压的控制下，电机输出力矩的大小和方向，则由周期信号中正向导通时间和反向导通时间的比例所决定，而设计上采用双极性驱动，因此电枢电流一直存在，在一个周期内电枢电流要改变一次方向。当驱动波形占空比为50%时，正向和反向电机电枢电流产生的电磁力矩大小相等，方向相反，因而电机输出的平均力矩为零。当占空比大于50%时，电机正相转矩大于反相转矩，则电机正转。反之，电机则反转。而由前述分析可知，电机的转向和输出力矩的大小直接由D/A输出电压所决定。
2结论
基于脉宽调制电路的力矩电机控制设计基本原理和方法，在电机控制试验中经过多次试验和改进，取得了很好的应用效果，该控制系统设计方法简单可靠，功耗低、适用性广。（1）与集成电路控制电机相比，能够灵活地实现对电机的双向连续速度控制，电机转动控制实时性高，可控性强。（2）设计有强、弱电隔离电路，电压调制范围宽，可适应多种电机的调速要求；安全性能好，有效地避免强电对电机控制的干扰。（3）采用D/A输入控制方法，与微型处理器电路输出接口方便，能实现宽范围线性调速，有效地提高电机控制系统性能。（4）采用高频信号控制力矩电机，电机在正反向电流的交替作用下，始终处于高频双向微动状态，对于控制系统而言，这种状态可以有效地克服由于静摩擦死区所带来的不利影响，从而提高系统快速响应性能。
作者：田洪清 周江涛 李彦章 单位：海军后勤技术装备研究所
第二篇
1系统模型
本文以HiMAT(HighlyManeuverableTechnology)飞行器全包线飞行为例，如图1所示，按高度和马赫数可将飞行包线划分为20个工作点。考虑到飞行器纵向稳定性和机动性主要取决于短周期运动，建立工作点i纵向短周期线性模型为x(t)=Ac，ix(t)+Bc，iu(t)+Ec，id(t)y(t)=Cc，ix(t)+Fc，id(t)(1)式中:x=［α，q］T，α，q分别为攻角和俯仰角速率;u=［ξe，ξv，ξc］T，ξe，ξv，ξc分别表示升降舵偏角，升降舵补助翼偏角和鸭翼偏角，y为系统测量输出，d为L2范数有界的未知扰动输入，Ac，i，Bc，i，Cc，i，Ec，i，Fc，i为适当维数常值矩阵，i∈Υ={1，2，…，N}，i为工作点标号，Υ为工作点标号全集，N为工作点总数。同时不失一般性，对飞行器网络做出如下假设:假设1．传感器节点采用时间驱动，采样周期为T，控制器和执行器节点均为事件驱动;采用单包传输，丢包过程满足伯努利分布，不存在数据包连续丢失及时序错乱，且丢包率为ρ;传感器到控制器时延为τsck，控制器到执行器时延为τcak［3］，总时延可归纳为τk=τsck+τcak＜T，为未知时变随机变量。控制器总采用最新数据，一个采样周期内数据包未到达控制器端则视为丢包舍弃不用。假设2．系统状态可测，通过网络传输给控制器，采用状态反馈控制器，珔u(k)为执行器端实际接收的控制量。将网络丢包进行归一化，定义随机变量θ(k)∈{0，1}，θ(k)=1表示数据包成功到达执行器端，θ(k)=0表示数据包未能到达执行器端，且有Pr{θ(k)=1}=ρ，Pr{θ(k)=0}=1－ρ。则由于存在零阶保持器，有实际控制量珔u(k)=θ(k)u(k)+(1－θ(k))u(k－1)(2)考虑未丢包而仅具有时延时，控制量u(k)经τk时延到达执行器，工作点i离散线性模型如下:x(k+1)=Aix(k)+B0iu(k)+B1iu(k－1)+Eid(k)y(k)=Cix(k)+Fid(k{)(3)式中:B0i=∫T－τk0eAc，itBc，idt，B1i=∫TT－τkeAc，itBc，idt，Ai=eAc，iT，Ci=Cc，i，Fi=Fc，i，Ei=∫T0eAc，itEc，idt。而发生丢包时，工作点i离散线性模型可表示为x(k+1)=Aix(k)+Biu(k－1)+Eid(k)y(k)=Cix(k)+Fid(k{)(4)式中:Bi=B0i+B1i=∫T0eAc，itBc，idt，由于τk未知，故B0i和B1i未知，令Δu(k)=u(k－1)－u(k)，应用泰勒近似展开可得B1iΔuk≈eAc，iTBc，iΔukτk。定义uτ(k)=Δu(k)τk，Bτ，i=eAc，iTBc，i，综合式(3)～(4)，工作点i所对应的存在时延及丢包的离散线性模型可表示为x(k+1)=Aix(k)+Bi珔u(k)+Bdτ，iw(k)y(k)=Cix(k)+Diw(k{)(5)式中:Bdτ，i=［θ(k)Bτ，iEi］，Di=［0Fi］，w(k)=［uTτ(k)dT(k)］T而当飞行器全包线飞行时，考虑飞行轨迹在不同工作点间切换，可用如下离散切换系统模型描述整个包线内飞行动态:x(k+1)=Aσ(k)x(k)+Bσ(k)珔u(k)+Bdτ，σ(k)w(k)y(k)=Cσ(k)x(k)+Dσ(k)w(k{)(6)式中:切换律σ(k)∈Υ表征工作点随时间变化规律。值得注意的是，由于飞行轨迹不能突变，故高度和马赫数是渐变的，在一个工作点上被激活的子系统只能切换到与其相邻的有限个工作点上，即其切换律不是任意的而是局部交叠的。为描述方便，首先给出局部交叠切换律的定义。定义1［7］．如果存在有限的集合Υn，n∈Γ，∪n=1rΥn=Υ，且l∈Γ，Υl∩(∪m=1，m≠lrΥm)≠使得k≥0，σ(k+1)∈∪n∈{m|σ(k)∈υm}Υn成立，那么切换律σ(k)称为可局部化的。其中，Γ表示自然数集合{1，…，r}，r为交叠子区域(LOSS)个数。具体地，以图1中飞行包线工作点为例，考虑全包线飞行切换律的局部交叠特性，根据定义1将20个工作点划分为4个LOSS，即:Γ={1，2，3，4}，Υ1={1，2，3，4，5，6}，Υ2={5，6，7，8，9，11}，Υ3={9，10，11，12，13，14}，Υ4={14，15，16，17，18，19，20}(7)可见，子系统5、6、9、11和14为LOSS间公共子系统。因此，基于局部交叠切换概念可将系统(6)重写为如下的局部交叠切换系统(8)，即LOSSσn(k):x(k+1)=Aσn(k)x(k)+Bσn(k)珔u(k)+Bdτ，σn(k)w(k)y(k)=Cσn(k)x(k)+Dσn(k)w(k{)(8)式中:σn(k)→Υn，∪n=1rΥn=Υ，n∈Γ={1，…，r}。
2异步切换鲁棒控制器结构
本文目的是设计H∞鲁棒控制器使得NFCS能够抑制时延及丢包影响，保证全包线飞行过程一致渐近稳定。由于飞行包线内参数变化较大，本文采用式(9)模态依赖状态反馈控制器［9］:u(k)=Kσ(k)x(k)σ(k)∈Υ(9)则NFCS切换控制系统结构如下图2所示。注1．运行时，控制器需实时确定σ(k)取值，由于预先将所有工作点的高度和马赫数数据装订至控制器单元，运行时传感器动态测量当前高度和马赫数，切换决策模块通过查表确定当前σ(k)取值。注2．由于高度和马赫数等参数通过网络传输给控制器单元过程中存在时延和丢包，控制器参数σ(k)的更新必然存在延迟，导致控制器切换时刻滞后于模型切换时刻，即引起异步切换现象的发生。异步切换导致系统能量可能是增加的，本文假设局部交叠切换系统的Lyapunov函数可以增加但增加率有界［13］。不失一般性，假设系统在全包线飞行过程中从LOSS1～r按顺序从小到大切换，假设k1，k2，…，kr－1，kr分别为LOSS1～r的激活时刻，假设kn，1，kn，2，kn，3…为LOSSn，n∈Γ内各工种点被激活的时刻，当k∈［kn，l，kn，l+1)，l∈N时说明工作点σ(kn，l)被激活，即kn，l和kn，l+1分别代表激活子系统的开始和结束时间。为方便分析，参考文献［13］，定义T↓(kn，l，kn，l+1)和T↑(kl，kl+1)分别代表在区间［kn，l，kn，l+1)中Lyapunov函数减小或增加的分散区间的并集即［kn，l，kn，l+1)=T↓(kn，l，kn，l+1)∪T↑(kn，l，kn，l+1);且令符号T↓(kn，l+1－kn，l)和T↑(kn，l+1－kn，l)分别代表区间T↓(kn，l，kn，l+1)和T↑(kn，l，kn，l+1)长度。本文考虑由于控制器切换指令σ(k)滞后于模型切换时刻，控制器和系统模型不匹配导致切换子系统Lyapunov函数增加，且相应T↑(kn，l，kn，l+1)区间仅发生在子系统切换时刻之后［13］。假设k^n，1，k^n，2，k^n，3，…分别代表LOSSn内各控制器被激活的时刻，故由传输时延和丢包引起的切换时滞变量可定义如下:T↑(kn，l，kn，l+1)k^n，l－kn，l=τn，l，l∈N，n∈Γ即τn，l为切换时刻kn，l对应的控制器切换时滞。综上分析，为方便后续推导，给出如下的局部交叠异步切换系统时序图3。注意图3中，由于采用基于局部交叠的区域划分方法，记两个LOSS间的公共子系统激活时间分别为k1，c，k2，c，…，kr－1，c，且规定公共子系统的运行时间归入上一个LOSS。由于σ(k)更新存在时滞τn，l，则式(9)中模态依赖控制器转化为:u(k)=Kσn(k－τn，l)x(k)σn(k－τn，l)∈Υn，n∈Γ定义增广向量ξ(k)=［xT(k)xT(k－1)］T，综合式(2)、(8)和(10)得局部交叠异步切换系统LOSSσn(k):k∈［kn，l+τn，l，kn，l+1)(11)式中:{σn(kn，l)=i，σn(kn，l－τn，l)=j}∈Υn×Υn，i≠j，n∈Γ，且有珋θ(k)=θ(k)－ρ，E{θ珋(k)}=0，E{θ珋(k)θ珋(k)}=ρ(1－ρ)通过上述变化，时延和丢包转化为系统参数，则本文鲁棒控制问题归结为寻找状态反馈控制器(10)及可行的异步切换控制律，使得系统(11)全局一致渐近稳定(GloballyUniformlyAsymptoticallyStable，GUAS)，且对任意非零w(k)∈L2［0，∞)，在零初始条件下满足式(12)的加权l2增益γ∑∞s=k1，1(1－α)syT(s)y(s)≤∑∞s=k1，1γ2wT(s)w(s)(12)式中:0＜α＜1，γ＞0。3主要结论为方便推导，首先引入几个重要的定义和引理。定义2［13］．对LOSSn内子切换信号σn(k)，n∈Γ，令Nσn［k珋1，k珋2)表示σn(k)在［珋k1，k珋2)内工作点切换次数。若存在任意给定的珚N0≥0与τna＞0，n∈Γ，使得Nσn［k珋1，k珋2)≤珚N0+珋k2－珋k1τna(13)则称τna为区域n内平均驻留时间，不失一般性，本文取珚N0=0。定义3［15］．给定全包线飞行切换序列σ(k)，令Nσ［k1，k2)表示系统在［k1，k2)内LOSS间切换次数，若存在任意给定的N0≥0与σ＞0，使得Nσ［k1，k2)≤N0+k2－k1σ(14)则称σ为区域间平均驻留时间，不失一般性，本文取N0=0，且简记Nσ［k1，k2)为Nσ。
3.主要结论
注3．Nσ值只有当系统从一个LOSS经公共子系统切换到与其相邻的LOSS时才会加1，同时在公共子系统的驻留时间计入前一个LOSS的驻留时间内。引理2［14］．考虑区域n内离散切换系统x(k+1)=fσn(x(k)，u(k));y(k)=hσn(x(k))，σn(k)=m∈Υn，对给定常数0＜α＜1，β≥0，μ≥1和γm＞0，m∈Υn，若有连续可微函数Vσn(k):Ｒn→Ｒ，n∈Γ，使得式(17)和式(19)成立，则系统在满足式(18)的切换信号下GUAS，且具有形如式(12)的加权l2增益珔γn，其中珔γn=maxm∈Υn{μ珚N0θτnM珚N槡0γm}，θ=(1+β)/(1－α)。ΔVm(x(k))≤－αVm(x(k))－φ(k)，k∈T↓(kn，l，kn，l+1)βVm(x(k))－φ(k)，k∈T↑(kn，l，kn，l+1{)(19)φ(k)=yT(k)y(k)－γmuT(k)u(k)3．1区域稳定性分析定理1．对于异步切换系统(11)，若对给定的常数0＜α＜1，β≥－α，=ρ(1－ρ槡)和γn＞0，n∈Γ存在Pn＞0，n∈Γ，使得LMIs(20)～(21)成立:{σn(k)=i，σn(k－τl)=j}∈Υn×Υni≠j，n∈Γ(21)则在LOSSn内，对任意τna满足式(22)约束的异步切换信号σn(k)，n∈Γ，系统(11)GUAS，且在零初始条件下具有加权l2增益γn，其中θ=β～/珘α，α珘=1－α，β～=1+β，τnM=maxl∈Nτn，l，n∈Γ。τna＞τn*a=－{τnM［lnβ～－ln珘α］}/lnα珘(22)证．首先证明在LOSSn内的稳定性，为第nthLOSS选取式(23)所示的公共Lyapunov函数Vn(k)=ξT(k)Pnξ(k)n∈Γ(23)显然式(23)满足引理1中式(15)约束。由式(23)知当在LOSSn内切换时各工作点有公共Lyapunov函数，由引理1知μ=1，则由式(18)知，系统(11)在LOSS内切换时，τna需满足式(22)约束。当w(k)=0，k∈［kn，l+τn，l，kn，l+1)，对任意非零ξ(k)和切换信号σn(k)=i∈Υn，n∈Γ，有E{Vn(k+1)}－Vn(k)+αVn(k)=E{ξT(k+1)Pnξ(k+1)}－ξT(k)(1－α)Pnξ(k)=E{ξT(k)(珚Ai+珋θ(k)珚A1，i)TPn(珚Ai+珋θ(k)珚A1，i)ξ(k)}－ξT(k)(1－α)Pnξ(k)=ξT(k)Λ1，iξ(k)(24)式中:Λ1，i=珚ATiPn珚Ai+2珚AT1，iPn珚A1，i－(1－α)Pn。由式(20)知Pn＞0，用diag(P－Tn，P－Tn，I，I，I)对(20)全等变换，由Schur补知，式(20)等价于式(25)。Γ1，i=珚AiB～i珚A1，iB～1，iC～iD～iTPn000Pn000I·珚AiB～i珚A1，iB～1，iC～iD～i－(1－α)Pn00γ2n[]I＜0σn(k)=i∈Υn，n∈Γ(25)且由式(25)矩阵(1，1)分块知Λ1，i＜0，则由式(24)得式(26)成立，其中σn(k)=i∈Υn，n∈Γ。ΔVn(k)≤－αVn(k)，k∈［kn，l+τn，l，kn，l+1)(26)用相同方法，结合式(21)可证得，当w(k)=0，k∈［kn，l，kn，l+τn，l)，式(27)成立，其中n∈Γ。ΔVn(k)≤βVn(k)，k∈［kn，l，kn，l+τn，l)(27)结合式(22)、(26)、(27)和引理1，可得系统(11)在LOSSn内切换且τna满足式(22)约束时GUAS。下面证明系统(11)在零初始条件下，具有式(12)的加权l2增益。定义ζ(k)=［ξT(k)wT(k)］T，则对任意非零w(k)∈L2［0，∞)，当k∈［kn，l+τn，l，kn，l+1)时，n∈Γ，取引理2中每个工作点l2增益均为γn，则有E{Vn(k+1)}－Vn(k)+αVn(k)+E{yT(k)y(k)}－γ2nwT(k)w(k)=E{ξT(k+1)Pnξ(k+1)}－ξT(k)(1－α)Pn(ak)ξ(k)－γ2nwT(k)w(k)+Eξ(k)w(k[])TC～TiD～TiC～TiD～TiTξ(k)w(k[]{})=ξ(k)w(k[])T珚ATiB～T[]iPn珚ATiB～T[]iT{+2珚AT1，iB～T1，[]iPn珚AT1，iB～T1，[]iT+C～TiD～TiC～TiD～TiT－(1－α)Pn00γ2n[]}Iξ(k)w(k[])=ζT(k)Γ1，iζ(k)(28)由式(25)知，当k∈［kn，l+τn，l，kn，l+1)，n∈Γ，均有ΔVn(k)≤－αVn(k)+E{yT(k)y(k)}－γ2nwT(k)w(k)(29)用相同方法，结合式(21)可得对任意非零w(k)∈L2［0，∞)，当k∈［kn，l，kn，l+τn，l)，n∈Γ时有ΔVn(k)≤βVn(k)+E{yT(k)y(k)}－γ2nwT(k)w(k)(30)结合式(22)、(29)、(30)和引理2可得，系统(11)在LOSSn内切换且τna满足式(22)约束时稳定，且由于取珚N0=0，则具有加权l2增益γn。证毕。3．2全局稳定性分析定理2．给定常数μ≥1，若存在正定阵Pn，n∈Γ，Pm≤μPn，m，n∈Γ，m≠n，使得定理1成立，同时全包线飞行切换信号σ(k)的a满足式(31)约束a＞*a=－lnμ/lnζ(31)式中:ζ=珘αθτM/τmina，τmina=minn∈Γ(τna)，α珘=1－α，β～=1+β，θ=β～/珘α，τM=maxn∈ΓτnM则系统(11)GUAS，且在零初始条件下具有式(12)的加权l2增益，其中γ=max{γn}，n∈Γ。证．针对每个LOSS选择式(23)形式Lyapunov函数，由定理1可保证在该LOSS内系统在τna满足式(22)约束的切换律σn(k)，n∈Γ下切换时GUAS。而当全包线飞行时，假设系统从LOSS1～r按顺序从小到大切换，根据定义3可知Nσ=r－1。由定理1中式(26)～(27)知，假设k∈［kr，l，kr，l+1)，在LOSSr内有Vr(k)≤α珘T↓(k－kr，l)(1+β)T↑(k－kr，l)Vr(kr，l)≤珘α(k－kr，l)θτrMVr(kr，l)≤珘α(k－kr)(θτrM)Nσr(k，kr)Vr(kr)≤(α珘θτrM/τra)(k－kr)Vr(kr)(32)且由于LOSS内工作点间平均驻留时间τna，n∈Γ满足式(22)约束，故有珘αθτrM/τra＜珘αθ－τrMln珔ατrMlnθ=珘α(elnθ)－ln珔αlnθ=珘α/珘α=1(33)故令ζ=珘αθτM/τmina＜1，其中τmina=minn∈Γ(τna)，τM=maxn∈ΓτnM，则由式(32)和式(33)得式(34)成立Vs(k)≤ζ(k－ks)Vs(ks)，s∈Γ(34)同时，由式Pm≤μPn，m，n∈Γ，m≠n，可得:Vm(k)≤μVn(k)(35)则基于式(34)和(35)，可得:Vr(k)≤ζ(k－kr)Vr(kr)≤μζ(k－kr)Vr－1(kr)≤μζ(k－kr)ζ(kr－kr－1)Vr－1(kr－1)≤…≤μNσζ(k－kr)ζ(kr－kr－1)…ζ(k2－k1)V1(k1)=μNσζ(k－k1)V1(k1)≤μN0+(k－k1)/σζ(k－k1)V1(k1)≤μN0(μ1/σζ)(k－k1)V1(k1)(36)由区域间平均驻留时间σ满足式(31)约束有μ1/aζ＜μ－lnζ/lnμζ=e－lnζζ=ζ/ζ=1可见当k→∞时，有Vr(k)趋近于0，故结合式(15)易证得系统全局一致渐近稳定。且由定理1知，在第nthLOSS内，在零初始条件下，具有加权l2增益γn，则可得全包线飞行过程中，系统在零初始条件下，具有加权l2增益γ=max{γn}，n∈Γ。证毕。注4．注意式(31)中*a的确定和τna，n∈Γ有关，这可以理解为当第nthLOSS的τna变小时，该LOSS内稳定裕度变小，引起ζ变大并使得*a变大，进而保证了整个系统全局稳定。注5．由于τn*a由异步切换引起，*a由区域间Lyapunov函数不同引起，故τn*a相对于*a小得多也更加容易满足，可由数值仿真一节给出校验。故本文方法只需保证LOSS内切换满足较小的τn*a约束，LOSS间切换满足*a约束，降低了设计保守性。3．3鲁棒控制器设计综合定理1和定理2，下面定理3给出鲁棒控制器设计方法。定理3．对于异步切换系统(11)，若对给定的常数0＜α＜1，β≥－α，μ≥1，=ρ(1－ρ槡)和γn＞0，存在Sn珔Sn00珔S[]n＞0和Un，i，i∈Υn，n∈Γ，使得Sm≤μSn，m，n∈Γ，m≠n及LMIs式(37)～(38)成立，则对于τna满足式(22)约束，且a满足式(31)约束的异步切换信号σ(k)，当w(k)=0时，系统(11)GUAS，且在零初始条件下，具有式(12)的加权l2增益。其中，γ=max{γn}，n∈Γ，θ=β～/珘α，α珘=1－α，β～=1+β。且若存在可行解，控制器可由式(39)求得:Ki=Un，i珔S－1n，i∈Υn，n∈Γ(39)证．假设定理1中Pn具备如下形式:Pn珔Pn00珔P[]n，令Sn珔Sn00珔S[]n，且令珔Sn珔P－1n，Un，iKi珔Sn，i∈Υnn∈Γ，则用diag(STn，STn，I，STn，I)对式(20)和式(21)全等变换可得式(37)和(38)成立。同时，Sm≤μSn保证了定理2中Pm≤μPn，m，n∈Γ，m≠n成立，故τna需满足式(22)约束，a需满足式(31)约束。且由Un，iKi珔Sn知，式(39)成立，证毕。注6．由LMIs(37)和(38)可以看出，其不仅是关于矩阵变量Sn和Un，i，也是关于标量γn的LMIs。故可将γn作为优化变量，通过求解定理3中凸优化问题得到最优扰动抑制水平γ*及相应最优反馈控制器。
4数值仿真
本节以HiMAT飞行器全包线飞行过程为例，对提出的设计方法进行校验，如图1所示，选取飞行包线内的20个工作点进行分析，已知其连续模型如式(1)所示，各工作点模型参数参见文献［16］。按T=0．025s进行离散化得到式(5)，同时取Ei=［0．10．01］T，Fi=0．05，i∈Υ，取Ci=［10］，i∈Υ。假设时延τk为［0，T)间均匀分布的随机变量，且取E{θ(k)}=ρ=0．9，即平均丢包率为0．1，假设未知扰动d(k)为均值为0，幅值小于0．001的随机信号。考虑飞行轨迹如图1所示，其对应的马赫数和高度变化情况及工作点间切换过程如图4中所示。给定图1中4个LOSS的τ1M=τ2M=τ3M=τ4M=3，由式(22)可得τ1*a=τ2*a=τ3*a=τ4*a=0．1500s。从图1知，在公共子系统5、9、14处发生了LOSS间切换，由图4可算出τ1a=10s，τ2a=13．33s，τ3a=10s，τ4a=10s，故满足定理3中式(22)约束。同时由式(31)算得*a=1．0250s，由图4可得a=30s，满足式(31)约束，且显著小于文献［7］中6．9315s的约束。不难发现，τn*a相对于*a小得多，校验了本文方法的优越性。给定α=0．01，β=0．01，μ=1．5，采用YALMIP工具箱进行求解，解得γ*1=3．0726，γ*2=3．0621，γ*3=3．1446，γ*4=3．0945，且控制器参数如下:为验证系统输入输出特性，将式(9)中状态反馈控制器修改为如下形式u(k)=Kσ(k)［x(k)+r(k)］式中:r(k)=［αc，qc］T为参考攻角和俯仰角速率指令。仿真结果如图5～6所示，图5为攻角及俯仰角速率响应曲线，图6为控制量响应曲线，分别为升降舵偏角，升降舵补助翼偏角和鸭翼偏角曲线。由图5～6可以看出，在存在时变短时延及丢包的情况下，系统在飞行包线内全局稳定，对外界随机扰动具有一定鲁棒性，且能够抑制控制器异步切换带来的影响，保证系统性能良好。
5结论
本文针对存在时变短时延和丢包的网络环境，研究全包线网络化飞行器控制器设计问题。采用切换系统建模方式，选取包线内20个工作点描述包线内飞行动态。考虑到全包线飞行切换律的局部交叠特性，同时考虑由于控制器切换滞后引起的异步切换问题，将系统建模为局部交叠异步切换系统。在此基础上，将公共Lyapunov函数方法和平局驻留时间方法相结合，给出系统全局稳定条件，并以LMI形式给出鲁棒控制器的设计方法。最后以某HiMAT飞行器为例给出数值仿真，仿真结果表明，本文所提出方法具有较大灵活性和较低保守性。
作者：徐利杰 王昭磊 王青 董朝阳 单位：北京宇航系统工程研究所 北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院 北京航空航天大学航空科学与工程学院
第三篇
1系统控制核心及开发平台
本系统使用Keil软件进行软件编程和调试得到正确的源程序代码，使用Proteus软件进行硬件电路的设计，得到正确的电路图，并将Keil软件中的源程序导入进Preteus中进行仿真模拟，以达到验证本系统功能的目的。
2系统的总体规划、详细设计与实现
2.1系统的总体规划如图2.1所示，系统通过声音采集与放大模块进行声音的采集与模拟信号的放大，模数转换模块在主控芯片的控制下将接收到的模拟信号转换成数字信号，接着在主控芯的处理与控制下将电平信号传送给灯光控制模块来控制灯光的强弱及队形变换。2.2系统的详细设计与实现2.2.1系统硬件设计本设计采用了LM386放大器，因为LM386电压增益可调且外围元件较少，利于焊接；进行模数转换所选用的器件是ADC0804，因它的转换速度较快、分辨率较高、价钱便宜；灯光控制模块选用LED彩灯来实现灯光变换的效果，更贴合实际舞台等场所所用的大型灯光设备产生的效果。下面详细介绍系统2个模块的硬件设计及电路。（1）模数转换模块。ADC0804的引脚/CS、/RD、/WR在单片机的控制下根据其高低电平的变化来控制模数转换的进行，DB0—DB7是数据输出端，将转换完成后的数字信号送入单片机。（2）灯光控制模块。灯光控制模块由8个LED彩灯组成，分别每个LED灯上都加有1K的上拉电阻，根据单片机的控制改变PWM波的占空比显示灯光强弱及队形的变化。2.2.2系统软件设计（1）程序设计思路。因为采集的声音是模拟量，所以要先进行模数转换，故主程序在进行了初始化后要先进行模数的转换；转换完成后要根据数字量的大小去判断来达到控制灯光强弱的变化及队形的改变，那么接着便要调用判断子程序，在判断子程序中根据数字量的范围分成四档逐一去判断来为控制亮灯的队形作标志位，在判断子程序里接着再去调用控制灯光强弱的子程序，根据数字量的大小来决定PWM波的定时高电平的时间以达到控制灯光强弱的目的，在这里将灯光的强弱分为十个档；同时要用到中断，根据灯光强弱的档数决定高电平的时间从而去控制PWM波的占空比来控制灯光的强弱。（2）程序实现过程。在主程序中，先进行数值的初始化，给8个LED赋值1使其上电处于不亮状态，接着选通AD使其进行模数的转换，得到数字量信号后调用判断子程序去控制灯光亮弱和队形的变换。
3结语
本文设计的系统能够实现所要求的功能，具有一定的使用价值，但是由于系统只是一个小型的模拟性质的，它的性能还不是太好，但是基于单片机的音乐系统的设计是当前大部分娱乐场灯光设计的首选，不仅是在音乐设计上，在其他其实生活中单片机的应用也会越来越广泛。
作者：田锦锦 武振超 单位：天津师范大学计算机与信息工程学院
第四篇
1路灯控制系统组成
路灯的智能控制系统组成部分有以下三点：(1)微处理器控制系统。它由路由节点与叶节点组成，主要的结构组成包括路灯调光控制器、直流电源系统、通讯控制系统与光照强度传感器；(2)控制中心的服务器监控系统。由协调器和PC机组成；(3)智能操控系统。是用来实现操控整个系统运行的ZigBee无线网络。微处理器的控制系统结构一般为多路树状网络拓补结构，控制中心的监控系统、若干个路由节点与若干个RFD节点构成了整个系统的网络协调器。在各个部分中，路由节点的安放是以串状的连接方式被装在道路旁边，之后，路由器就被作为一个中继控制器对路灯进行远程控制。同时，它也有作为独立用户节点来控制LED灯的功能。而RFD用户节点没有路由节点的功能，不能作为中继器使用，它只能接收信号，并根据所接收信号控制自己的LED灯。
2系统软件设计
系统软件的设计主要包括四大部分，分别是PC机服务器后台软件设计、协调器软件设计、路由器软件设计和叶节点软件设计。2.1PC机服务器后台软件设计在PC机对整个系统进行控制时，命令经过串口送达给协调器，然后通过人机界面完成控制。工作中，PC机服务器的主要功能是向协调器发送控制命令，这一命令会指挥协调动作进行控制，协调器读取由ZigBee网络中得到的数据信息，将这些数据返回给PC机服务器，接着PC机会将工作中的运行数据与系统的参数进行保存。2.2协调器软件设计协调器在电初始化之后第一步是建立一个等待节点加入的载体，这个载体就是一个智能网络，每一个被发现申请加入网络的节点都会被分配到一个网络号。在协调器的监控作用中，协调器会根据PC机的相应指示来控制某个节点，例如节点灯光的控制、节点时间段的控制等。同时，协调器还起到了数据的交换作用，要是命令是使某个节点读取相关信息，它会把读取到的数据信息通过串口发送给PC机服务器。2.3路由器软件设计路由器电初始化的第一步是向协调器提出申请，申请加入协调器网络。如果第一次没有成功加入，就需要不停地向网络提出申请，否则系统网络就无法控制该节点。一旦成功加入网络，路由节点的工作就会处于监控状态。其监控工作分为三个方面。第一点是对于其他节点的监控，它会自动给提出加入网络申请的路由节点或叶节点分配网络地址；第二点则是对从协调器发来的命令的监控，当它收到了命令后，会根据命令的内容对各部分的参数设置进行调整，如果协调器传来了状态读取命令，它就会根据指示向其发送节点的工作状态，因此，不同的命令对于路由器的指示作用是不同的；最后一点是其对于预设值的控制，这部分的监控是路由器在进行了对于环境亮度信息采集之后做出的。由于每段时间内的亮度都不同，因此，路灯的开关、运行情况也会根据路由器的分析做出智能的变化。2.4叶节点软件设计关于叶节点的程序流程，其作用过程类似于路由节点的流程，但又稍有不同。因为叶节点是终端节点，所以它不支持其他的节点加入。
3结束语
对于这种利用了ZigBee技术的LED路灯智能控制系统来说，其好处在于解决了路灯系统的低能源利用率问题。LED路灯的应用可以大幅度地减少能源的消耗，提高系统的经济效益。该系统安全性高，稳定可靠，且抛去了错综复杂的线路结构，较为方便，且减小了空间体积。大功率LED路灯为人们的照明提供了新的发展方向，通过结合其它新型传感器与控制器，实现了远程路灯无线控制技术，有效地达到了智能化应用，且应用范围广，有效地提升了能源的利用率。同时我们可以推测出，这种新型的路灯控制方式在未来将会有广阔的发展前景，随着经济的发展，社会的进步，人们以后的生活将会朝着越来越智能化、舒适化的方向迈进。
作者：张艳 单位：苏州信息职业技术学院
第五篇
1控制方法
抢答器控制装置既可用数字电路控制来实现，也可用PLC来实现。可是数字电路具有体积大、耗电多、寿命短、可靠性差以及运行速度慢等缺点。而可编程序控制器，具有体积小、可靠性高、耗电量少等优点，同时在系统设计中，可简化设计结构，降低成本。可实现数据的传输和监控，从维护性来看，PLC本身有很强的自诊断功能，一旦系统出现故障，根据自诊断很容易诊断出故障元件，即使非专业人员也能维修，如果故障由于程序设计不合理引起，由于它提供完善的调试工具，要找出故障也较为简单，所以优先采用PLC来对系统进行控制。基于PLC控制的系统由主回路、I/O分配图和梯形图等重要因素组成。重要解决的是，确定系统的输入输出的点数和梯形图的编制。PLC的选型：根据系统输入输出口的数量，再考虑到本系统主要是以简单实用为主，主机选用的型号为三菱FX2N-24MR系列，FX2N系列具备如下特点：最大范围的包容了标准特点、程式执行更快、全面补充了通信功能、适合世界各国不同的电源以及满足单个需要的大量特殊功能模块，可提供的输入输出点可以满足设计智力竞赛抢答器的要求。本系统需要8个输入点和12个输出点。根据PLC的特点和系统设计的需要，输入信号包括启动按钮、复位按钮、一组、二组、三组抢答按钮等。输出信号包括主持人灯、各组的灯、蜂鸣器、数码管显示灯等。抢答系统的I/O分配如下：
2智力抢答器程序设计及分析
本程序是按经验设计法来编写的，首先考虑任一组抢先按下按键后，显示器能及时显示该组的编号，因为该系统抢答时用的是按钮，因此分别加上自锁；需要二人同时按下按钮抢答才成功，因此X2、X3，X4、X5，X6、X7为串联。因为要在主持人的Y10接通后才能抢答，增加一条X0接通Y10的电路；抢答开始后（Y10通）10s无人抢答，蜂鸣器响，增加T0电路接通Y14（蜂鸣器）；用X1动断触点复位，使所有状态返回；一组抢答成功后，其他组抢答无效，增加了M1、M2、M3之间的互锁；若主持人没有启动X0情况下，有人按抢答按钮，属违例操作，该组的灯点亮。本设计采用GXDeveloper变成软件制作程序，可以方便的在现场进行程序的在线更改，具有丰富的监控、诊断及调试功能，能迅速的排除故障。同时还可以进行网络参数设定，并通过网络实现诊断及监控。本设计要求显示器能及时显示该组的编号，所以采用七段译码器来显示，对应的程序采用功能指令SEGD进行编程，程序步数少了很多，简单易懂，同时可以准确显示。
3结束语
以上设计以简单经济适用为主，根据智力竞赛抢答器控制系统的控制要求，以PLC为核心设计了系统流程图、梯形图、I/O分配方案，保留了原始抢答器的基本功能，简化其电路结构，控制方便、灵活，只要改变输入PLC的控制程序，便可改变竞赛抢答器的抢答方案，从而使得竞赛不断完善其公平、公正性。
作者：杜玉香 单位：广州南洋理工职业学院机电系
第六篇
1系统的硬件设计
1.1电源管理单元采用7.2V/2000mAh的镍镉充电电池供电，为避免电机和舵机在重复启动时大电流对其他系统产生干扰，主要功能模块采用单独供电。由LM2940组成4组5V稳压模块，1路给单片机最小系统单元、测速单元及电机隔离芯片；其他3路分别给激光传感器单元、追踪舵机单元、转向舵机单元；电机则由7.2V电池直接供电。1.2激光传感器单元激光传感器具有高定向性、高亮度、强单色性、抗外界干扰强、前瞻远等优点[5]。本系统路径信息采集选用2排激光传感器，上排传感器固定在一舵机上(简称追踪舵机)，调成较远的前瞻，用于追踪路径中央黑线；下排传感器，调成较近的前瞻，用于上坡时上排传感器信息丢失时路径信息采集,两方面结合使智能车路径识别准确、快速。激光传感器单元由激光发射电路与路径反射激光接收电路构成，为减少接收管的个数，激光发射管与接收管上排采取二对一的形式，下排采用二对一与三对一混合形式。上排传感器的前瞻达到45cm,下排传感器的前瞻为15cm，为避免其他光线对路径信息的干扰，电路中加入调制管，并以74LS04反相器驱动激光发射管以180kHz频率发射激光照射到实验路径上，由相匹配的接收管接收反射光[2]。为避免发射管之间相互干扰，由单片机最小系统的PB0～PB7端口通过2个74LS138分时控制上排16个激光发射管的通断，由PM0～PM3端口通过1个74LS138分时控制下排8个激光发射管的通断。激光调制发射及分时控制单元电路如图2。接收路径反射激光信号处理单元如图3。激光发射管发射激光照射到实验路径上，接收管接收路径上反射光的光强，为了提高灵敏度，在接收管外加装1个聚光透镜，增大接收管的灵敏度与检测距离。1个接受管能接受固定2个或3个发射管照射到路径上反射光的光强，并输出电压信号，由于同样路径环境下的细小区别，电压信号会有所波动，不利于单片机处理。因而把图3中接收管脚2得到的电压信号送到LM339比较器的一输入端，针对不同的行驶环境，设定相应的比较电压，最后从LM339得到二值化的数据信息。1个LM339可处理4个接收管接受路径反射激光的信号，电路采用3个LM339，处理11个接收管获得的信号。上排传感器的接收信号送入单片机的PA0～PA7端口，下排传感器的接收信号送入PS0～PS2端口，单片机对获得的信号进行处理，得到小车与中心引导线的偏差，进而控制追踪舵机、转向舵机的转动，使智能车循迹行驶。1.3电机驱动与测速单元直流电机采用2块BTS7960并联组成全桥驱动，7.2V供电。电机属于感性负载，运转时电流不断发生变化，影响单片机正常工作，所以驱动单元增加74LS244作为电机驱动隔离模块，5V供电，同时增强了单元的驱动能力。电机驱动电路如图4。为使智能车稳定运行，在车后传动轮上安装速度编码器，能实时采集车的运行速度，并通过PWM控制调节车速。
2系统控制策略
路径识别是实现方向控制和速度控制的前提[6]。本系统中，单片机利用激光传感器采集路径信息，得到智能车中心线与检测到的路径中央黑线位置的位置偏差，采用分段比例法、PD算法、增量式PID算法分别获取控制追踪舵机、转向舵机、驱动电机的PWM信号占空比，进而实现对舵机和电机的最优控制，使智能车沿特定路径快速稳定地行驶。2.1路径信息采集及循迹行驶路径中央有一2.5cm的黑色引导线，智能车的2排传感器呈一字型，与车的中心线垂直。激光传感器发射管采用0.5ms中断分时发光控制，循环往复，上排传感器发射管1，9同时发光，接下来2，10同时发R13R14R15VCCVCCVCCR12R11C3321接收管J2GND输出LM3391235467LM339OUTPUT2OUTPUT1VCC-INPUT1+INPUT1-INPUT2+INPUT2OUTPUT3OUTPUT4GND+INPUT4-INPUT4+INPUT3-INPUT3141312111098图3接收路径反射激光信号处理单元电路Fig.3ReceivingpathreflectedlasersignalprocessingcircuitunitU2GNDININHOUTSRISVS12345671234567U3+7.2VGNDININHOUTSRISVSR1R2R3R4C1R5R6R7R8C2电机VCC181614129753201074LS244U41Y11Y21Y31Y42Y12Y22Y32Y4VCCGND1A11A21A31A42A12A22A32A41-G2-G246811131517119图4电机驱动电路Fig.4Motordrivecircuit光，按此规律中断分时扫描完毕；下排传感器开启时从左至右1，5，2，6，3，7，4，8依次中断分时发光。单片机根据接收路径反射激光信号处理单元得到的二值化信息，判断哪几个激光发射管发射的光照射到路径中央黑线上。给发射管赋予不同的权值qz[16]=[-15,-13,-11,-9,-7,-5,-3,-1,1,3,5,7,9,11,13,15]，通过式(1)计算当前发射光照射到路径中央黑线上的激光发射管权值之和ld，其反应当前激光传感器中央两发射管发射光照射到路径上的两光斑之间中心点与发射管发射光照射到路径中央黑线上的光斑之间的位置偏差。舵机属于位置伺服电机，正常工作状态下其输出转角与给定的PWM脉宽成线性关系[7]。智能车追踪舵机的转动以分步累加的形式得到，为使转向更平滑，预设分段比例系数数组kp[|ld|],用式(2)计算控制追踪舵机的PWM信号占空比值的累积量。在实验路径上控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值A1由式(3)决定，运用PWM信号占空比值变化控制追踪舵机的转动，使上排激光传感器中央发射管发射光照射到路径上的光斑快速追踪路径中央黑线。其中：i为发射光照射在黑线上的激光发射管的号；n为发射光落在黑线上的激光发射管的个数；B1为上一次控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值的累积量；B'1为当前控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值累积量；A01为激光传感器中央两发射管发射光照射到路径上的两光斑之间中心点落在车中心线延长线上时，控制追踪舵机PWM信号的占空比值，是一常量。智能车转向舵机的控制信号占空比值由2个变化量决定，分别为当前控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值累积量和控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值的变化率，综合二者可快速平滑地控制转向舵机，使智能车循迹行驶。首先计算出控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值的变化率，根据变化率分段预设微分系数kd[|Drd|]，将控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值的变化率Drd乘以分段微分系数kd[|Drd|],得到的值作为转向舵机占空比值的一个变量。再根据当前控制追踪舵机转动的PWM信号占空比值累积量乘以比例系数kp1作为控制转向舵机占空比值的第二个变量,设A02为在直线路径上行驶时控制转向舵机的PWM信号占空比值，使智能车沿路径中央黑线行驶,控制转向舵机转动的PWM信号占空比值A2由式(4)决定。A2=-(kp1′B'1+kd[|Drd|]′Drd)+A02(4)转向舵机控制采用PD算法，经多次赛道测试，选择恰当的kp1与kd[|Drd|]，可以提高转向舵机的灵敏度，提升智能车在入弯时的转向速度，适合多弯道路径。针对坡道，采用低前瞻的下排传感器和角度传感器MMA7660来控制智能车循迹。当MMA7660测得信号反映智能车上坡时，开启下排传感器，用上述处理方法，控制追踪舵机与转向舵机的偏转；当检测智能车下到坡底进入平道时，关闭下排传感器，进入平道行驶状态。2.2速度控制首先确定智能车当前运动状态信息，综合考虑两舵机转向情况、实时速度、出弯入弯状态，根据舵机当前转向值的大小及前段时间内转向值变化率的大小，判断出直道、小弯道还是大弯道，由程序设置的运行标志及时判断小车的入弯出弯状态，进而进行速度控制。系统中设定不同路径需要达到的速度期望值。通过编码器测得当前速度，计算当前速度与设定速度的差值，如果为正值，则减速，否则加速，由两速度差值大小决定加速或减速的加速度，保证智能车稳定运行。车速控制采用增量式PID算法，速度偏差作为控制直流电机PWM信号占空比增值的输入量[8]，实际运行中控制电机PWM信号占空比增值由式(5)决定。A3=kp′(Dvn-Dvn-1)+ki′Dvn+kd′(Dvn-2Dvn-1+Dvn-2)(5)式中：A3为第n次控制直流电机PWM信号占空比调速增量；Dvn，Dvn-1，Dvn-2分别为第n，n-1，n-2次速度偏差。在具体控制中，通过实验路径，反复调整kp，ki，kd的值，使小车的速度控制稳定，同时在速度相差很大时加入Bang-Bang控制[9]，以提高小车快速运行的灵敏性与稳定性。
3软件设计
系统软件总体程序流程如图5。程序在freescaleCodeWarrior环境中用C语言编写。开机后，对系统进行初始化，完成之后0.5ms定时中断，AD采集角度传感器的值，判断智能车当前行驶路径是否在坡道，如在坡道则启动下排传感器，否则关闭下排传感器。分时点亮激光发射管发射激光照射到行驶路径，从接收管接收路径反射激光信息，预处理信息；确定激光传感器分时点亮完毕，进行路径识别，判断是否是第二次遇到起跑线，如果是，则延时刹车，停止行驶，关闭中断，程序结束。否则单片机根据采集的路径信息，用分段比例法调整追踪舵机的PWM占空比，使上排激光传感器追踪路径中央黑线，用PD算法调整控制转向舵机的PWM占空比，控制小车的转向循迹。随后，根据当前路径信息，结合当前速度与设定速度期望值的偏差，运用增量式PID算法确定控制电机的PWM占空比，控制小车是加速还是减速，或是使电机反转，刹车制动。如果进入循环，激光传感器分时点亮没有完毕，各控制量保持上一次的值控制智能车行驶，直到中断分时点亮所有的激光发射管，开始执行循环体如图5，从而实现智能车在环形闭合路径上快速稳定地循迹行驶。
4结果与讨论
智能激光传感器循迹智能车实物如图6，智能车行驶实验路径如图7。路径中央有2.5cm宽黑线，路径包括各种不同曲率半径的弯道，智能车在实验路径上进行自主循迹实验，调整控制追踪舵机PWN占空比的分段比例系数数组kp[|ld|]，如表2，前5个数据变化较小，减小智能车循迹行驶的直线晃动；行驶过程中，通过实验路径信息采集，根据式(1)~(3)计算，改变控制追踪舵机的PWM信号占空比值，上排激光传感器快速追踪路径引导黑线。对转向舵机，式(4)中kp1=1/2，为使车转向更加平滑，控制转向舵机PWM占空比的微分系数kd[|Drd|]分段设置，如表3。随|Drd|渐变，依据式(4)改变控制转向舵机的PWM信号占空比值，控制车沿设定路径行驶，为防止超调，当|Drd|>15时，令|Drd|=15；对于车速控制，设置好不同路径的期望速度，根据式(5)，设定一个kp，使ki=0kd=0，从而使智能车在路径实验行驶，找到1个kp，行驶较为稳定，然后组合调节ki，kd值，反复调节，逐渐提速得到一组最佳kp=0.6，kd=0.3，ki=0.15，计算出控制电机的PWM占空比增量，调节车速。kp比例控制可以迅速反应误差，减小稳态误差；ki积分控制的主要作用是消除稳态误差；kd控制主要是为了控制超调，提高系统的稳定性。实验结果显示，智能车抗光线干扰能力强，追踪舵机转动使上排激光传感器追踪中央引导黑线及时，转向舵机转向灵活平滑，过坡平稳，循迹行驶快速稳定。
5结论
采用飞思卡尔16位单片机MC9S12XS128为控制芯片，设计激光传感器循迹智能车系统，采用各模块单独供电模式，可避免各模块共用统一供电模块时的相互干扰；利用双排激光传感器阵列采集路径信息，通过分段比例系数法调整控制追踪舵机的PWM信号占空比，使上排激光传感器快速跟踪路径中央黑线；根据控制追踪舵机的PWM占空比值累积量与控制追踪舵机的PWM信号占空比值的变化率，采用PD算法控制智能车转向舵机的PWM占空比值；根据不同路段设定期望速度，由编码器实时采集当前速度与期望速度的偏差，运用增量式PID控制算法实时控制直流电机的PWM值进行调速，实现了在闭合的任意环形路径上智能车沿设定的黑线快速稳定地自主行驶。
作者：余红英 杨杰 单位：芜湖职业技术学院 电气工程学院
第七篇
1仿真结果分析
利用表1所给参数和控制电路图（图4所示）建立模型，对该系统进行仿真分析，其中，三相逆变化器的控制方式是开环控制，直流链电压的控制方式是模糊PID控制。图5是当电压下降22%时电路各个位置的电压波动情况。从图中可以看出，在模糊PID控制下，输入电压的波动对直流链电压的影响较小，直流链电压在输入电压变化时产生突变，但在较短时间恢复稳定，因此模糊PID控制器对输入电压的波动具有较强的抗干扰能力。图6为开环控制下，当负载发生突变时，输出电压的变化情况，由图可知，负载突变的范围在30-60Ω之间时，输出的交流电压保持不变，因此模糊PID控制系统能够抑制负载的变化所产生的影响。综上可知，当输入电压产生波动和负载出现突变时，模糊PID控制器能够对系统进行动态调整，保证输出电压的稳定。
2控制器的试验验证
本文通过试验研究负荷突变和电源电压突降对输出造成的影响，并与仿真结果进行对比分析。在试验中，表1是核心电路的控制参数，逆变桥采用的是三菱电机的IPM模块，Z源逆变器借助三相交流电的不控整流手段得到其直流输入电压。从图7可以看出，模糊PID控制下，当输入电压U0突然跌落时，Udc保持不变，即ΔUdc=0，说明该控制模式有效地抑制了电压跌落对输出的影响。图8为电压跌落20%时Z源网络电容电压Uc，Z源网络电容电压的减少值正好是电源电压跌落值的一半，即ΔU0=2ΔUc，和理论计算值完全一致。图9和图10分别是当负载突变，Z源逆变器的输出电压和电流情况，从图中可以看出，无论负载是突增还是突降，逆变器的输出电压和电流基本没有变化，改控制策略的鲁棒性较强。综上所述，试验结果和仿真模拟结果一致，证明了改控制器的有效性和可靠性。另外，在仿真过程中，电压的跌落过程是一个模拟过程，因此是理想状态下的瞬变；而在试验过程中，电压跌落过程是调压器控制的，存在一定的之后和延迟；所以仿真和试验存在微小差异。
3结论
本文以Z源逆变器输出电压的最大值为研究对象，设计了基于模糊控制的PID控制器。（1）控制器结构简单，性能优良，设计过程清晰，无需建立相应的数学模型，并且系统的鲁棒性较强，具有较强的稳定性和抗干扰能力。（2）该控制器降低了非最小相位问题对系统产生的影响，能够适应输入电压的剧烈波动等恶劣条件。相比传统的间接控制方法，该控制器的精度大幅提高，在阶跃响应时，能够使系统的负调和超调性能得到很大改善。（3）通过仿真和试验验证，该控制器能够抑制电压突变和负载突变对输出电压的影响，提高了系统的静态和动态性能。在Z源逆变器的应用中，该控制器能够保证输出交流电压的质量。
作者：谢素艳 单位：甘肃政法学院继续教育学院
第八篇
1系统组成及功能
1.1照明控制终端路端单灯测控器是终端层的核心控制器，是无线传感网络中的网络节点，主要功能是控制和检测路灯的状态，实现对路灯的打开、关闭及升、降功率。每个单灯测控器之间通过网络协议组成网络。每个安装路灯的区域形成一个独立的网络。单灯测控器检测路灯的状态包括路灯的电流通断情况、路灯的光强度，还包括该路灯节点在网络中的地址。通过使用精度较高的传感器使得状态采集具有较高的稳定性。路端单灯测控器硬件设计采用分层模式:将主控器及其最小系统和天线模块设计一块板，留出对应当接口;同时将采集系统，控制系统，电源系统等其他系统，设计在底板上，也留出对应的接口;使用时将两块板接插在一起即可。这样分层的设计具有较高的灵活性，各层功能分明，易于实现，测试方便。由于ZigBee的标准传输距离只有75m，一般不可无线覆盖整座城市，因此本系统采用GPＲS模块负责现场控制器与监控中心之间的数据传输。现场控制器可以根据预先设定的时间周期将接收自无线终端的各种状态及检测数据主动上报给监控中心［4］。当现场控制器检测到某盏路灯有突发故障出现时，以主动上报方式将故障信息上报给终端层，终端层收到发来的信息进行解析上报监控中心。照明控制终端电路组成如图2所示，其中:2.4G模块是作用是网络通信节点使用;热释电和光照是用于检测人体及车辆信号和光照亮度使用;继电器则是用来控制LED路灯的亮灭;STM32是整个控制单元节点系统的核心，一切的控制命令信号都要STM32进行控制。整个系统灵活而具有稳定性。1.2无线传输终端在无线传输终端中，路端通信装置汇集底层的传感信息，并向上通过GPＲS网络发送给应用层的监控中心。作为一个路灯网络的路由节点和主控节点，路端通信装置是Internet和路灯网络的接口网关。它通过2.4G技术和无线传感网络的技术融合，将相关信息发送到监控中心的服务器中。由ZigBee模块(具备自组网功能，既可作为终端节点，又可作为路由器或者协调器)、天线和控制电路(用于路灯的供电、驱动和控制)等组成。它是路灯监控系统中控制功能的执行部分，同时也完成了检测功能中信号采集等工作。通过ZigBee模块自身组建的网络，无线终端可以接受现场控制器发出的命令以及与现场控制器进行数据交换，如开灯、关灯、调节亮度，并能根据反馈信息判断当前路灯的运行状态，如是否有故障。无线传输终端硬件设计主要包括的是:AＲM9主控制器、网络协调器、路由器系统等。其结构硬件设计原理框图如图3所示。无线传输终端是LED路灯测控的核心控制器，也是无线传感器的终端网络节点，它最主要的功能是控制和检测路灯的一切状况，用来控制灯的关闭、打开以及功率调节。终端层检测LED路灯的状态，包括路灯电流通断情况、路灯的光线强度及路灯节点中的网络地址。采用较高稳定性的无线传感器使得网络信号采集具有良好的稳定性。
2系统软件设计
系统软件设计可分为传输单元软件设计、控制单元电路单元软件的设计以及PC端应用软件的设计。PC端应用软件设计是基于WindowsXP的平台，以大型商用数据库SQLServer2005为基础，系统设计较复杂，主要可以分为通信软件和控制管理两部分，两者经过数据库进行通信。通信软件通过GSM网络对路灯进行控制。其控制主要分为两部分的功能:(1)接收由控制管理软件发送来的信息，并将其命令进行处理;(2)获取来自路端路灯状态信息，并放入数据库，由控制管理软件使用［5］。2.1控制单元电路的软件设计STM32控制器主要执行的命令是等待无线节点发送数据，一旦无线节点向STM32发送数据，STM32UAＲT2产生串口接收中断，在中断行数中判断第一个数据(STM32的设备号)，如果是此STM32的设备号，继续接收数据命令，如果不是，返回不接收数据命令，所有的数据命令接收完成执行灯的控制。其流程如图4所示。2.2传输单元软件设计AＲM网关采用AＲM9－S3C2440处理器，外接GSM短信猫，接收电脑客服端软件发送的数据命令及上传跟电脑客服端。外接协调器(CC2430)与下面的各个无线节点(CC2430)进行数据信息的相互传递。网络协调器作为中心控制平台，其任务是首先建立新的网络，完成组建网络的工作，接收各网络节点发送的数据，对数据进行处理，并发送相应的控制信号。网络协调器流程如图5所示。在网络协调器上，首先初始化CC2430，然后程序开始初始化协议栈并打开中断，之后程序开始格式化一个网络，建立一个新的网络，如果成功，可在上位机中看到相应的信息，然后程序给予发送数据的地址，这个地址是可以改变的。2.3PC端应用软件设计PC控制端采用C#语言基于VS2005设计的一款电脑客服端软件，数据库采用SQLServer2005，数据上传下传信息通过数据库的方式访问传递，数据最终通过短信猫发送接收。2.3.1数据库设计数据库设计主要是进行数据库的逻辑设计，即将数据按一定的分类、分组系统和逻辑层次组织起来，是面向用户的。数据库设计时需要综合企业各个部门的存档数据和数据需求，分析各个数据之间的关系，按照DBMS提供的功能和描述工具设计出规模适当、正确反映数据关系、数据冗余少、存取效率高、能满足多种查询要求的数据模型。2.3.2数据库设计的步骤(1)数据库结构定义。目前的数据库管理系统(DBMS)有的是支持联机事务处理CLTP(负责对事务数据进行采集、处理、存储)的操作型DBMS;有的是可支持数据仓库、有联机分析处理CLAP(指为支持决策的制定对数据的一种加工操作)功能的大型DBMS;有的数据库是关系型的;有的可支持面向对象数据库。针对选择的DBMS，进行数据库结构定义。(2)数据表定义。数据表定义指定义数据库中数据表的结构，数据表的逻辑结构包括:属性名称、类型、表示形式、缺省值、校验规则、是否关键字、可否为空等。关系型数据库要尽量按关系规范化要求进行数据库设计，但为使效率高，规范化程度应根据应用环境和条件来决定。数据表设计不仅要满足数据存储的要求，还要增加一些如反映有关信息、操作责任、中间数据的字段或临时数据表。(3)存储设备和存储空间组织。确定数据的存放地点、存储路径、存储设备等，备份方案，对多版本如何保证一致性和数据的完整性。(4)数据使用权限设置。针对用户的不同使用要求，确定数据的用户使用权限，确保数据安全。(5)数据字典设计。用数据字典描述数据库的设计，便于维护和修改。
3系统实现
本系统的窗体表示层主要有登陆页面、主窗体页面、设备数据、照明控制、维护管理、系统设置等界面。主窗体页面如图6所示。
4结束语
“城市LED路灯无线智能控制系统”使用实用性强、运行可靠、便于控制和易于安装维护等优点，能够解决城市LED路灯维护和管理的问题。整体LED路灯无线智能控制系统是城市照明科学发展的新突破，在城市低碳经济发展推进中，将低碳照明融入低碳城市、低碳经济、低碳社会，共同实现真正意义的可持续发展。
作者：陈运军 单位：四川信息职业技术学院电子工程系
