1基本假设与工作原理
本文提出的CCPT系统结构如图2所示。根据研究内容，需要对系统的各个部分进行必要假设：1）发射电源为正弦电压源，幅值US、频率f、内阻RS；2）无论直流负载还是交流负载，都用等效电阻RL来近似等效，本文暂不研究这一等效过程；3）不考虑电容的功率损耗；4）无源元件都是线性的，不考虑器件的非线性因素。L1和C1构成电源变换网络，将逆变器的电压型输出，变换为电流型输出(原理见下节分析)，即通过电容耦合器的电流2I具有电流源特性，从而使耦合电流受耦合电容变化和负载变化的影响程度得以减小，确保能量传输的稳定性。L2为阻抗补偿电感，用于补偿耦合电容C2产生的较大容性电抗，并提高电源侧的功率因数。磁耦合式阻抗变换电路用于将电流型输入变换成电压型输出或电流型输出，取决于该网络的具体构造，见后面分析。
2电压源到电流源的变换
为了实现电流型耦合，需要将发射电源的电压型输出，变换为电流型输出。这一变换是通过网络N1来实现的。设R1=RL1+RS，根据含源支路的等效变换原理，图2中发射电源和网络N1可以用图3所示的诺顿电路来等效。
3阻抗变换电路的设计I－电压型输出
这一设计的目的是在负载电阻RL上得到确定的电压LU，即在规定的使用范围内，该电压较少受负载电阻RL的影响。对图2中的磁耦合器件，忽略线圈电阻并不影响对工作原理的分析。耦合电感的两种等效的电路模型如图4所示。图4(a)用耦合系数表示线圈的耦合情况，而图4(b)直接用折算到一次侧漏感表示线圈的耦合情况。二者在一定条件下可以相互等效。根据电路理论，从图4(a)到图4(b)的等效关系为可见，若k<1，便意味着存在漏感Lσ3。为方便起见，本文采用图4(a)的模型进行分析，即用小于1的耦合系数来表示漏感对电路的影响。二次侧的感应电压包括自感电压和互感电压，采用串联电容C4，如图5所示，并使C4和L4满足谐振条件：这样就可抵消自感电压，负载上就只剩下与一次侧电流I3成比例的互感电压。
4阻抗变换电路的设计II－电流型输出
这一设计的目的是在负载上得到有别于耦合电流2I的负载电流LI，即在规定的使用范围内，这一电流较少受负载电阻RL的影响。为此，可以在耦合电感的一次侧或二次侧并联补偿电容。本文不去研究在一次侧并联电容的情况。若在二次侧并联补偿电容，电路如图6(a)所示。根据电感的电压电流关系，就二次侧而言，可以等效成图6(b)，图中菱形符号表示电流控制电流源。由此图可见，选择电容C4，使其与L4满足谐振条件，则负载电流为并联谐振条件为所以在紧耦合条件下，k≈1，Xi3≈0，而实部Ri3与负载电阻RL成正比。根据上述原理，为了在负载上得到确定的电流LI，磁耦合器件要尽量接近全耦合，并且负载电阻RL不宜太大。
5电源端等效阻抗分析
当网络N1近似电流型输出时，电源侧总负载的功率因数不一定为1，从而影响逆变电源的性能，导致换流困难和开关损耗增加。为分析电源侧的等效阻抗Zi1，将网络N2右边的电路用等效阻抗Zi2=Ri2+jXi3表示，如图7所示。
6仿真研究
电压型输出的仿真仿真条件：总耦合电容C2=3nF；正弦电压源幅值US=10V；频率f=200kHz；内阻忽略不计。被仿真的电路结构如图2所示。要求负载电压幅值UL=10V。分析负载电阻与耦合电容变化时，负载电压、电流，及耦合电容电压的变化情况。在标称值时，每个耦合电容电压选择为40V，以提高安全性。由此可确定耦合电流，I2=(2ωC2)×40≈0.3A。
7实验研究
7.1电压型输出实验
实验条件：实验用电路结构如图12所示。图中电阻除RL(外接)和RS(功率放大器输出电阻)外，均为用LCR表测得的对应元件的串联等效电阻。耦合电容为铜基圆形平板电容，如图13所示。直径155mm，厚度1.5mm。为增加电容量，在其表面生成环氧基纳米钛酸钡(BaTiO3/epoxyresin)复合电介质，介质厚度10μm，相对介电常数22。包括耦合电容在内的各元件参数值如表1所示。使用SG1005P数字合成带功率输出的信号发生器作为发射电源，正弦电压幅值10V，频率200kHz。元件参数采用HIOKI3532-50型LCR测试仪进行测试。示波器AgilentDSO5034A，电压探头AgilentN2863A，电流探头Agilent2011。1）实验1：使平板耦合电容通过介质自然接触，总电容C2=3nF，在负载电阻RL=100Ω条件下，耦合电容电压uC2及耦合电流i2、负载电压uL及电流iL的实验波形分别如图14(a)、(b)所示。负载为51Ω和151Ω的实验结果见表2。2）实验2：负载电阻保持为RL=100Ω，改变耦合电容接触面积，得到耦合电容变化时，负载电压、电流以及耦合电容电压的变化情况，见表2。由表2可知，当负载电阻和耦合电容在较大范围内变化时，电压型的输出电压相对变化小于1.52%。从表2的最后一行可见，当耦合电容变化时，能量的传输效率有所下降。这是因为耦合电容的变化破环了L2、C2和Zi3的谐振条件。为了维持近似不变的耦合电流，电源侧的输出电流和平均功率必然要RL1消耗。
7.2电流型输出实验
实验条件：将图12中的C4和等效的串联电阻RC4改为与负载并联，就是本实验的电路结构。参数为：电感L2≈222μH，RL2=2.21Ω；磁耦合器参数L3=52.354μH，RL3=0.713Ω，L3=28.315μH，RL4=0.406Ω，M=33.78μH；电容C4=22.36nF，RC4=0.568Ω。其他同7.1。1）实验3：在保持平板耦合总电容C2=3nF不变的情况下，负载电阻为RL=30Ω情况下的耦合电容电压uC2及电流i2、负载电压uL及电流iL的波形分别如图15(a)、(b)所示。负载为其他阻值时的实验结果见表3。2）实验4：在负载为RL=10Ω时，改变耦合电容值，实验结果见表3。由表3可知，当负载电阻和耦合电容在较大变化范围内变化时，电流型的输出电流相对变化小于4.61%。
8结论
由于采用了电流型耦合，增加了无线电能传输网络对负载变化和耦合电容变化的适应性，使输出电压(电压型)或输出电流(电流型)更加稳定。避免了电压型耦合的输出电压受耦合电容和负载影响的问题。建议后续研究对本文的阻抗变换原理应用于磁场耦合式无线电能传输相关问题进行研究。
作者：陈希有 伍红霞 牟宪民 赵宁 单位：大连理工大学电气工程学院
